许多工业和企业应用通常需要隔离电源。设计此类电源需要使用光耦合器进行反馈控制，这增加了另一层复杂性。TI 的 LM5017/8/9 和 LM5160 恒定导通时间 (COT) 同步降压稳压器系列具有特定的特性，使其能够在 fly-buck 拓扑中使用，从而无需光耦合器并大大降低设计复杂性、成本材料清单 (BOM) 和印刷电路板 (PCB) 的成本。

LM5017是一个100 v, 600 ma的同步降压稳压器，集成了高侧和低侧mosfet。在LM5017中采用的恒定准时(COT)控制方案不需要环路补偿，提供了优秀的瞬态响应，并使非常高的降压比。接通时间与输入电压成反比变化，导致在输入电压范围内几乎保持恒定的频率。高压启动调节器为集成电路的内部操作和集成栅极驱动器提供偏置电源。

峰值限流电路可防止过载。欠压锁定(UVLO)电路允许独立编程输入欠压门限和迟滞。其他保护功能包括热关闭和偏置电源欠压锁定(VCC UVLO)。

传统的fly-buck使用二极管对隔离输出进行整流；然而，这种方法的输出调节会随着电流的增加而降低，从而导致效率和热性能下降。在保持可接受的效率和调节率的同时最大化电流传输的一种方法是使用同步整流器。

同步整流管的驱动方式有三种：第一种是外加驱动控制电路，优点是其驱动波形的质量高，调试方便。缺点是：电路复杂，成本高，在追求小型化和低成本的今天只有研究价值，基本没有应用价值。图5是简单的外驱电路，R1D1用于调整死区。该电路的驱动能力较小，在同步整流管的Ciss较小时，可以使用。图6是在图5的基础上增加副边推挽驱动电路的结构，可以驱动Ciss较大的MOSFET。在输出电压低于5V时，需要增加驱动电路供电电源。
第二种是自驱动同步整流。优点是直接由变压器副边绕组驱动或在主变压器上加独立驱动绕组，电路简单、成本低和自适应驱动是主要优势，在商业化产品中广泛使用。缺点是电路调试的柔性较少，在宽输入低压范围时，有些波形需要附加限幅整形电路才能满足驱动要求。图7和图8是四种反激同步整流的电路结构。由于Vgs的正向驱动都正比于输出电压，调节驱动绕组的匝数可以确定比例系数，且输出电压都是很稳定的，所以驱动电压也很稳定。比较麻烦的是负向电压可能会超标，需要在设计变压器变比时考虑驱动负压幅度。
第三种是半自驱。其驱动波形的上升或下降沿，一个是由主变压器提供的信号，另一个是独立的外驱动电路提供的信号。图9是针对自驱的负压问题，用单独的放电回路，提供同步整流管的关断信号，避开了自驱动负压放电的电压超标问题。

TI 使用 LM5160 稳压器设计 15W 隔离式自驱动同步反相 Fly-Buckboost 参考设计 是使用 LM5160 稳压器作为 fly-buck 来生成能够提供 3A 连续电流的 5V 输出的示例。此设计使用自驱动绕组来驱动同步整流器的栅极。图 1 显示了配置为反相降压-升压配置的初级侧，其原因将在后面更详细地描述。

图 1. 自驱动框图

如果 1-D 周期小于 50%，则负载调节可能会受到影响，因为在此期间能量被转移到次级侧。随着一维周期的减少，对于给定的负载，在一维周期内初级上的峰值电流会大大增加。结果，峰值电流变大，负载调节受到很大影响，因为初级上的更多电压分布在磁化电感和漏感上。因此，在设计 fly-buck 时，建议一维周期大于 50%。此外，LM5160 的峰值电流限制可低至 2,125A（典型值为 2.5A），为了满足 3A 的要求而不进入电流限制，选择了特定的匝数比。该设计使用具有 3:1 降压比的 Versa-Pac 变压器。分钟：

为了在关断期间驱动同步 MOSFET，在变压器上安装了一个 9 匝绕组，它产生 2 比 1 的匝数比。等式 4 至 7 显示了在 Vin max占空比关断期间同步 FET的 V gs电压：

图 2.最大 Vin 处的V gs

变压器的漏感、直流电阻 (DCR) 和整流器的正向压降是影响 Fly-buck 输出调节的输出调节因素，图 3 显示该设计能够在整个 V in 和负载范围内实现 ±5% 的调节使用同步整流器。

图 3. 整个 Vin 范围内的负载调节

在空载时，如果使用二极管整流器，次级输出电压可能会由于次级电压尖峰而产生峰值电荷。这种同步方法还无需预载电阻器或齐纳钳位以在空载时进行调节。

与 Versa-Pac 相比，我们可以通过制造具有更低漏感和 DCR 的专用变压器来进一步提高调节和效率。此外，与初级绕组紧密耦合的专用同步绕组将减少开关尖峰并避免超过同步 MOSFET 栅极和源极之间的最大额定电压。