通常我们都知道数字型控制芯片有一个好处就是，为减少次级电路在与电缆和电缆连接器连接过程中的压降，iW1706集成了一个创新的方法来弥补这个情况。这个电压降的iW1706补偿通过提供反馈信号的电压偏移基于负载电流检测的数量。
1. 驱动芯片IW1706-00介绍
IW1706是一种采用数字控制技术对建峰电流模式PWM反激式高性能的交流/直流电源控制器。此芯片中包含了直接驱动功率晶体管，工作在准谐振模式，高效率，内置保护功能等特点，同时显著减少了外围元器件数量可达到简化设计和降低材料总成本的目的。IW1706具备软启动方案，它允许快速而顺利启动与小型和大型的电容负载。IW1706消除次级反馈电路同时也具备了出色的输出特性和负载调节。它也消除环路补偿元件的需要在保持稳定的同时在所有操作条件。脉冲波形分析脉冲允许一个环响应比传统的解决方案更快，从而提高了动态负载响应。内置的功率限制功能可以优化变压器设计在通用离线应用，允许一个广泛的输入电压范围。电力供应与iw1706建立可以实现最高的平均效率和快速而顺利启动宽范围电容负载。
IW1706具有以下特点：
● 原边反馈消除光电隔离器和简化设计
● 自适应控制能够快速和软启动
● 很紧的恒定电压调节
● 低共模噪声
● 优化PWM开关频率72 kHz的最大达到最佳规模和效率
● 自适应PWM/PFM控制提高了效率
● 直接驱动晶体管开关降低了成本
● 动态的基极电流控制
● 无外部补偿元件
● 符合EPA 2节能规范有足够的裕度
● 内置短路保护、输出过压保护
● 内置的电流检测电阻短路保护
● 恒电流控制
表1：
主体电路的设计
在本设计中AC-DC部分选用的拓扑结构是一个隔离式原边反馈驱动方案，可应用于190-265V的输入电压范围，输出为18V、300mA。
2、输入EMI滤波
保险丝FU1提供整个系统的故障保护，此外提供额外的阻尼以保证系统在调光过程中不会出现震荡从而引发的闪烁现象。
压敏电阻VR1通常被广泛的应用在各种开关电源线路中，其作用主要是防止因为电网电压中的瞬时电压突变从而造成的可能对外围电路的伤害。当高压来到时，压敏电阻的电阻降低而将电流予以分流，防止受到过大的瞬时电压破坏或干扰。因而保护了敏感的电子组件。
桥式整流器BR1则是利用二极管的单向导通性进行整流，常用来对AC交流电进行全波整流，以获得良好的功率因数和低THD。
EMI滤波部分：电容EC1、EC2和共模扼流圈L1形成位于桥式整流管后面的EMI滤波器。该输入π滤波器网络与IW1706芯片的频率调制特性完美结合，可使设计满足Class B干扰限值。电阻R1可在必要时衰减EMI滤波器的谐振，从而防止当在系统(驱动器加外壳)中测量时EMI频谱中出现峰值。
3、启动电路
芯片IW1706采用创新的专有软启动方案，能够实现平滑启动。当系统上电时，VCC引脚通过启动电阻R2、R2A、R2B上电，当电源电压VCC旁路电容完全充电，电压高于启动阈值的VCC(ST)，使信号变得更加活跃，使控制逻辑，和iw1706的软启动功能。软启动过程中，原边峰值电流是有限的循环于内部比较器。整个软启动过程可以分解为几个阶段基于输出电压水平，这也就是通过原边间接检测到的信号。在不同阶段,iW1706自适应控制开关频率和一次侧峰值电流,输出电压可以快速建立在早期阶段顺利过渡到所需的调节电压在最终阶段,无论任何应用程序可能产生的电容和电阻负载。这种自适应控制方式使得整个系统成本最低，同时软启动功能使得iW1706能够理想配合电源适配器应用如ADSL调制解调器等大电容负载。
如果在任何时候Vcc电压低于欠压锁定(UVLO)阈值Vcc(UVL)，然后iW1706就开始关闭。此时启动信号变得低和VCC电容开始充电再次向启动阈值初始化一个新的软启动过程。
4、IC控制电路
IW1706是一款数字型控制IC，与模拟型控制IC不同，他主要工作特性如下：
在恒压模式操作时,如果满负载工作条件下，iW1706通常工作在脉宽调制(PWM)模式。在PWM模式下,芯片开关频率保持不变。当输出负载IOUT降低时，Ton下降,随后控制器自适应转换为脉冲频率调制(PFM)模式。在PFM工作模式下，降低负载电流,时间增加,因此切换频率减少。
当开关频率接近人耳听觉临界时，,iW1706转换到另一个级别的PWM模式,即深度PWM模式(DPWM)。DPWM模式期间,开关频率保持在25 kHz为了避免音响噪音。随着负载电流进一步减少,iW1706转换到另一个级别的PFM模式,即深度PFM模式(DPFM)，也就是说芯片可以降低开关频率到非常低的水平，虽然整个声音频率范围切换频率下降。
iW1706还包含一个独特的专有的准谐振开关方案,达到电压控制模式时，打开每一个PWM和PFM切换周期,在PFM和PWM模式,在CV和CC不同工作模式下操作。这种独特的功能大大降低了开关损耗和dv / dt在整个运行范围的电源。这种独特的功能大大降低了开关损耗和dv / dt在整个运行范围的电源。由于准谐振开关的性质,实际逐周期切换频率会略有不同,这对降低EMI提供额外的帮助。这些创新的数字控制架构和算法使iW1706达到最高整体有效率不熟悉和最低EMI,不会造成可听噪声在整个操作范围。
在每个开关周期的下降沿VSENSE将检查。如果VSENSE的下降沿未被检测到,关井时间将延长至检测到VSENSE的下降沿。最大允许变压器110μs重置时间。当变压器重置时间达到110μs，iW1706停止运行。
峰值电流限制(PCL)过流保护(OCP)和检测电阻(R5、R5A、R5B)短保护内置到iW1706(SRSP)特性。iW1706的ISNSE能够监视一次电流峰值。这允许逐周期峰值电流控制和限制。当主峰值电流乘以电流检测电阻大于1.15 V时，系统判定过电流(OCP)，此时集成电路将立即关闭直到下一个周期。
为避免电流检测电阻短路或者有潜在危险的过电流条件不被检测到。因此,集成电路设计检测到之后立即启动和关闭。IC的VCC电压开始降低，VCC低于UVLO阈值后,控制器重启,然后启动一个新的软启动周期。控制器继续尝试启动,但不完全启动,直到故障条件移除。
5、VCC供电和输出反馈回路
如上所述，当VCC旁路电容电压高于启动阈值的VCC(ST)，系统开始工作。启动电阻开始停止工作，此时辅助绕组上电压经过D2、R7持续供电给VCC引脚。D2、R7作用是滤除因变压器上漏感产生的尖峰电压，该尖峰电压如果直接加到VCC引脚，芯片内部会对尖峰电压进行误判断，芯片内部会判断VCC电压高于过压锁定(UVHO)阈值Vcc(UVH)。从而引起芯片的误操作。
输出反馈回路CV操作模式：现在大部分芯片都是直接取样辅助线圈上电压，由于漏感的原因，在MOS关断后，也就是次级二极管导通瞬间，会产生一个尖峰，影响电压采样，为了避开个这个尖峰，大部分厂家都是采用延时采机，也就是在MOS管关断一段时间后再来采样线圈电压。从而避开漏感尖峰。这种采样方式其实在以前很多芯片上的过压保护上也都有应用，比如OB2203和UCC28600，NCP1377上都有这样的应用，所以可以得到较高精度的过压保护。还有些厂家是在下取样电阻上并一个小容量的电容来实现。同时建义大家吸收电路使用恢复时间约只有2us的IN4007再串一个百欧左右的电阻作吸收。可以减小漏感产生的振铃，从而减小取样误差。得到较高采样精度。次级圈数固定，辅助绕组固定，取样精度高。比较器内部精度也高，自然可以得到较高的输出电压精度。
以上文字描述详见下图，其中包括输出电压的计算公式。
下图中，很多人不明白C3的作用。分析如下：
采样电压和基准电压比较产生误差电压，PSR是关断MOS次级续流时候采样，电容C3的作用就是存储误差电压的。如果不加这个电容。次级管断的时候采样，到初级开通MOS的时候控制电路就根本不知道次级输出的情况。这个点容如果太大，那么上面会存储过多的能量。当输出变动的时候要很长时间这个电容才能回复到正确的误差电压。所以就表现出电源响应慢。因此C3的选择也很重要。
6、RCD吸收回路
RCD吸收电路它由电阻Rs、电容Cs和二极管VDs构成。电阻Rs也可以与二极管VDs并联连接。RCD吸收电路对过电压的抑制要好于RC吸收电路，与RC电路相比Vce升高的幅度更小。由于可以取大阻值的吸收电阻，在一定程度上降低了损耗。也就是说，其主要目的是：用于吸收功率Mos(芯片内部已集成,Vds耐压值为650V)漏源端尖锋电压，其取值可以视情况予以减轻。，通常会在RCD吸收回路中串联一个电阻，串联一个电阻的作用是抑制RCD的二极管的反向恢复电流，包括吸收的二极管采用慢管也是同样的作用，都是起到延长EMI退磁回路的调整作用;
7、输出回路控制
设计系统时，确定输出肖特基二极管的耐压。对于这类芯片架构， 12V输出电压建议采用100V耐压的肖特基二极管。24V输出电压建议选用200V耐压的肖特基二极管。因此本次设计输出18V也可以选用200V耐压的肖特基二极管。
R9、C4 是整流管的吸收回路,对整流管的电压波形起调整作用,并防止过高的尖锋电压损坏整流管;对EMI 整改有用。
EC4,EC5,EC6是储能电容,可以说输出部分的能量都要由它们提供,对它们的要求是内阻越小越好,能承受的纹波电流越大越好。
R10是假负载,对电源轻载时的稳定性有作用,并不一定用到,先留位置。
ZD1是稳压管，起过压保护作用。如果ZD1 短路击穿，则永久性损坏电源，保护终端设备，，比如iphone 、ipad等。当然，这样做，必须建立在，电源有良好的短路保护情况下，过压保护，是意外保护，居然电源产品过压了，我们就不要因为一个电源，烧毁用户昂贵的手机。就是平衡设计，平衡考虑的结果了。